基于DSP数字控制技术的高压直流电源的设计

基于DSP数字控制技术的高压直流电源的设计

李腾飞1，吴彦（大连理工大学电气工程系静电与特种电源研究所 辽宁 大连 116024 ）

摘要：介绍了一种基于DSP数字控制技术的高稳定度高压直流电源系统，电源系统采用BUCK变换器用于降压和调压，采用移相全桥零电压开关技术用于稳压和提高开关频率，采用TMS320LF2407芯片DSP作为系统控制核心，输出电压定点可调。该电源输出电压稳定、精度高、可靠性高，具有广泛的应用价值。 关键词：开关电源，数字信号处理器，全桥，软开关

The Design of High-Voltage DC Power-Supply Based On DSP

LI Teng-fei，WU Yan

（Institute of Electrostatic and Special Power, Dalian University of Technology, Dalian 116024, China)

Abstract: This paper describes a high-voltage DC power-supply with high stabilization based on DSP (Digital Signal Processor) control technology. The power-supply system uses BUCK converter to reduce and adjust output voltage. the soft-switching FB-PWM (Full Bridge-Pulse Width Module) circuit is used to stabilize voltage and increase switching frequency . The controlling core of this power-supply is a DSP chip, TMS320LF.The output voltage can be regulated discontinuously, can be retained steadily. The power-supply can be used widely.

Keyword: switching power-supply; DSP; full-bridge; soft-switching.

1 引 言

传统的高压直流电源通常是用220V工频交流电源经变压器升压、整流滤波而获得的，使得电源的体积和重量很大,并且纹波较大,稳定性不高，效率低。本文将开关电源技术应用于高压电源中,做成高频高压电源,大大减少电源的体积和重量,提高了电源的稳定性和效率。同时针对高频开关电源的开关损耗问题,使用了软开关技术,利用升压变压器的漏感和开关管的寄生电容来实现谐振,从而减小了开关损耗,可以进一步高频化和小型化。

另外，现有的电源广泛采用TL494、UC3875等专用电源芯片来驱动开关管，特定的电源芯片本身不可编程，可控性较差，难以扩展，不易升散级维修，同时电源芯片为模拟型芯片，具有模拟电路难以克服的由温漂和老化所引起的误差，无法保证系统始终具有的高精度和可靠性。本文采用TI公司的TMS320LF2407型DSP芯片设计了一种新的智能型高频高压开关电源，对电源主电路实现了全数字控制，输出电压设置定点可调，提高了输出电压的精度和稳定度。控制算法通过软件编程实现使得系统升级方便，也便于用户根据各自的需要灵活地选择不同的控制功能。

2 电源整体电路框图

1

李腾飞（1982-）：大连理工大学电气工程系，硕士

本系统由主电路和控制电路两部分组成，如图1所示。主电路部分主要包括变换器和升压电路两个部分。因为高压电源的输出是高电压、低电流的信号，且输出电压定点可调，所以很难直接通过全桥逆变器来调整电压，本文中使用BUCK变换器用于调压，图2为BUCK变换器的电路图，它的输出电压UO=DUi，D为占空比，根据输出电压的要求，可以通过软件编程改变驱动开关管PWM信号的占空比，以得到不同的输出电压；变换器的核心部分采用移相式零电压全桥变换器，得到频率50KHz的交流信号，再经过高频升压变压器和倍压整流器得到直流高压输出。控制部分，采用快速稳定的DSP作为核心控制器，产生PWM波形，通过光耦隔离，并有MOSFET自保护的专业集成驱动器IR2110来驱动主电路中的开关管，与采样电路配合，可对输出进行稳压。实验中，要求输出电压定点可调，分别是25KV，50KV，75KV，100KV。输出电流低于10mA，纹波系数低于0.5%，输出电压稳定度Sv≤3‰，实验表明这些参数都是可以满足的。

~220vEMC保护整流滤波 BUCK变换器 移相全桥可控逆变器高频升压 变压器倍压整流滤波器DC（HV）

PWMPWM键盘/显示辅助电源DSP控制单元电压分压反馈取样图1 基于DSP控制的高压直流电源框图

Fig1 The block diagram of DC high-voltage power-supply based on DSP

3 DSP控制系统及其软件实现功能

本系统采用的TMS320LF2407 DSP芯片，是TI公司生产的低价格、高性能定点DSP芯片，拥有出色的外设模块，适用于工业控制，尤其适用于电机控制。其主要特点为： 图2 BUCK降压DC/DC电路 1) 该芯片指令周期50ns，运算能力达20MIPS，片内Fig2 BUCK DC/DC circuit

具有16k的flash存储器。

2) 两个事件管理器模块EVA和EVB，每个EV有两个通用可编程定时器(GP),每个GP可以独立

产生一路PWM输出，另外，每个EV模块中有3个全比较单元，每个比较单元都有两个相关的PWM输出，因此每个EV可同时产生多达8路的PWM波形输出。事情管理器模块适用于控制交直流电机、步进电机和逆变器等。

3) 内置采样/保持的10位模数转换模块ADC，多达16个模拟输出通道。 4) 高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚（GPIO）。

TMS320LF2407几乎所有的指令都可在50ns的单周期内完成，配合其强大的指令运算功能，很容易实现各种控制算法及高速的实时采样，为了改善系统的动态品质，并减小系统的静差，采用了闭环来实现对整个系统的控制。本电源系统中DSP的主要功能及软件实现如下：

1） 产生PWM波形：用于对BUCK电路和全桥逆变器中MOSFET的驱动。根据输出的采样，设

定和调整定时器中周期寄存器的值和比较寄存器的值来改变输出PWM波的周期和脉冲宽度。定时器T1、T3被设定为下溢和周期匹配中断方式，用作PWM输出，工作在连续增/减计数模

式。

2） 实时采样：采用TMS320LF2407中集成的16路ADC转换电路实现电压、电流实时采样，每一

通道的最小转换时间为500ns，通过采样模块MAX122，将采样信号转换为2407的ADC所需的0~3.3V电平，在一个开关周期中，将采样80次（开关频率为50KHz），采样后，通过软件编程调整驱动全桥逆变器开关管的PWM波形相角，移相达到稳压的目的，同时当输出电压、电流过高或欠压时，DSP调用相应的子程序来处理突发事件，起到保护作用。 3） 软件编程时设置看门狗电路防止死机。

4 全桥零电压开关PWM技术

图4 PSPICE下的仿真波形 图3 移相式全桥零电压开关变换器

Fig3 Phase-shifted zero-voltage-switching dc/dc converter Fig4 The simulated waveform by PSPICE

在高压大中功率场合，广泛应用移相式全桥零电压开关PWM变换器，如图3所示，它通过改变两臂对角线上下管驱动电压相角的大小来调节输出电压，这种方式是让超前臂管（图3中的MOSFET M1、M4）栅压领先于滞后臂管（图3中的M2、M3）栅压的一个相位，并在IC控制端对同一桥臂的两个反相电压设置不同的死区时间，同时在换流期间，巧妙地利用变压器漏感和功率开关管的结电容和寄生电容来完成谐振过程以实现零电压开通，有效地克服了感性关断电压尖锋和容性开通时管温过高的缺点，减小了开关损耗和干扰，提高了电路效率，可以使开关频率达到500kHz，功率密度高。

在整个电源系统中， 交流220V（50Hz）通过整流滤波后得到约300V直流电压，再通过BUCK变换器降压，因为整体电源调压部分由BUCK变换器实现，设定BUCK变换器输出电压范围不低于50V。因此在设计零电压式全桥逆变器时，输入电压最低为50V。因为本文中全桥逆变器的负载是升压变压器，相当于一个电感负载，在设计时，可以折算到一次回路参与谐振。由于该电路在变压器支路中串入了谐振电感，电感两端的压降会导致实际输出电压比按占空比计算得到的值有所降低，出现了所谓的“占空比丢失”现象，设计时应按照输入电压最低为最恶劣的情况来计算，同时尽可能减小谐振电感。

本文中，选择输入电压为50V，谐振电感为140uH，MOSFET的寄生电容为8nF，输出滤波电感为3000uH，输出电流为0.4A，开关管占空比为40%，移相角为36o，在PISPICE中，得到如图4的仿真波形，在图中可以看出，在超前臂MOS管M4的漏源极电压VC通过C2、C3和L1形成的

谐振电路谐振到零时，二极管D3导通，所以M4的开通电压是零，M4实现零电压开通；滞后臂 M2的漏源极电压（Va-Vb）通过谐振电感L1与C4、C5形成的谐振电路谐振到零时，D2导通，M2实现零电压开通。同理，下一个周期，超前臂M1、滞后臂M3实现零电压开通，开通损耗为零。由于寄生电容的作用，MOS管关断时，漏源极电压有个缓冲的过程，寄生电容从零开始充电，所以所有的MOS管均实现了零电压关断。综上，使用图3所示的移相全桥逆变电路可以实现软开关。

5 高频升压变压器及倍加器的设计

5.1 升压变压器的设计

本文中变压器的设计采用一级隔离和二级升压的方式，设计成两个变压器，把逆变器同高压倍加器分开，升压变压器同倍压电路一起密封在油箱内，把低压和高压部分分开，这样安装和使用时既安全又可靠，第一级变压器只起隔离变压器的作用，下面重点介绍第二级变压器的设计。

在高频下，变压器通常采用导磁率较高的铁氧体磁芯或铍莫合金铁芯等磁性材料，其目的是为了获得大的励磁电感，减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和失真传输具有宽频带的脉冲能量。本文采用PQ型铁氧体磁芯，内芯为圆柱形，既绕制方便也便于绕制成蜂房式线圈以减小分布电容，且没有棱角，高压部分的绕组不易打火击穿。

高压变压器由于其匝数多，初次级之间耦合度较强，且寄生电容很大，它的输出波形不再是矩形波或接近正弦波，因此不能按低压开关电源的方法进行设计，而应按近似矩形波进行计算，并根据实际的实验对参数进行调整。对于铁氧体磁芯，Bm 一般取3000G，Bm太高会造成磁芯饱和，增大励磁电流和损耗；Bm太低会使匝数增加，分布电容变大，也会使磁芯损耗增加，产生不了高压。在现有的工艺条件下，高压边匝数都不要超过2000T。

图 5 变压器及倍加器电路 Fig5 The transformer and double circuit

5.2 倍加器的设计

倍加器的目的主要用于升压、整流和滤波，它的设计内容包括电容硅堆的选择、倍压级数的选择以及倍加器的结构的选择。

本文倍加器的结构采用双向倍加器的方案，即把变压器安装在倍压电路的中间，如图5 所示，这样整个电路相当于两个三级倍压的倍加器串联，达到六级倍压。采用双向倍加器的方案主要是为了减小倍加器内部压降，增强负载能力。实际制作中，选用的电容的参数为耐压25kV，容量1500pF，硅堆的参数为耐压30kV，漏电流小于8uF。

6 结语

本文在上述分析和仿真的基础上，设计出一台基于DSP数字控制技术的高压直流电源，用于

产生标准高压静电场，电源的指标满足性能要求：输出电压定点可调、纹波系数低于0.5%、输出电压稳定度小于0.3%。该电源现已投入使用，运行良好。

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